共模电感对差模、共模信号的LTSpice仿真分析
1 仿真建立
1.1 AC扫描
.ac dec20010k 100Meg含义是：
dec：按十倍频程扫描。200：每个十倍频程计算200个频点。10k：从10kHz开始。100Meg：扫描到100MHz。
LTspice会依次计算：10kHz → 10.1kHz → ... → 100kHz → ... → 500kHz → ... → 100MHz
1.2 设置AC交流源
DC 0：直流工作点为0V
AC 1：AC扫描时的小信号幅值为1V、相位默认为0°
设置AC幅值为1时方便直接读取增益
共模输入为：
$$V_{CM}=\frac{V_{INP}+V_{INN}}{2}=1V$$1.3 放置共模电感模型
工程使用两个耦合电感：
L1 OUTP INP 470u Rser=0.14 L2 OUTN INN 470u Rser=0.14 K1 L1 L2 0.9998其中：
470u：每个绕组#470µH#。Rser=0.14：每个绕组直流电阻#0.14Ω#。K1：让L1和L2磁耦合。0.9998：假设耦合系数非常接近1。
放置共模电感的方式
- 按
L放置两个电感，水平朝向- 勾选
Show Phase Dot，让两个相位点显示出来- 按
。放置SPICE指令：K1 L1 L2 0.9998
上述指令可以把两个电感组合成Transformer
1.4 打印输出结果
.meas AC CM_100K FIND mag((V(OUTP)+V(OUTN))/2) AT=100k
.meas：表示让LTspice自动测量并输出一个结果。AC:表示该测量作用于AC扫描。CM_100K：是测量结果的名字，可以自行修改。FIND：表示“找到指定频率点的表达式结果”。mag()：用于读取复数的幅值：AT=100k：表示在100kHz处读取结果。
.options plotwinsize=0：表示关闭LTspice的波形数据压缩。关闭后仿真更久但是数据更准确
2 分析
2.1 共模电感
共模电感（Common Mode Choke, CMC）的原理为“磁通抵消”。
在物理结构上，它是将两根独立的导线（例如电源的V+ 和GND），以相同的匝数、相同的绕向，绕在同一个高导磁率的磁芯上。
你可以通过下方这张示意图，直观地观察电流与磁通（Flux）的相互作用关系：
2.1.1 当正常工作时（差模电流流过）
电流从正极流入、从负极流出。这种“一进一出”、方向相反的电流，被称为差模电流（Differential-mode current）。
磁通抵消：根据右手螺旋定则，由于两根线圈上的电流方向相反，且绕向一致，它们在同一个磁芯内部激发的磁力线方向正好反向。
因此，共模电感对正常差模电流不产生任何感抗，正常的直流电能可以无损、顺畅地传输，不会发生压降。
2.1.2 干扰抑制状态（共模电流流过）
在存在高频干扰的环境下，快速开关产生的 $dv/dt$ 和 $di/dt$ 会通过寄生电容耦合出高频电磁干扰（EMI）。这种噪声电流通常以大地为参考平面，同方向、同相位地同时冲进正极和负极线上，这就是共模电流（Common-mode current）。
由于噪声在两根线上的电流方向相同，它们在磁芯中产生的磁力线方向也是相同的。两股磁通相互叠加，磁芯内部的磁通量急剧增大，线圈立刻表现出极大的电感量。因此极高频的感抗将高频噪声死死挡住，把干扰能量转化为磁芯微小的热能消耗掉，或将其反射回源端，保护后级敏感的电路。
2.1.3 漏感
在理想状态下，差模磁通是 100% 抵消的。但由于现实制造工艺中，两组线圈不可能做到完美的几何对称，总有一小部分磁力线没有穿过闭合的磁芯，而是泄漏到了空气中。这部分没有耦合的电感量就是漏感。
漏感虽然数值不大（通常是标称共模电感量的 0.5% ~ 2%），但它本质上等效于串联在正负极线上的差模电感。它能够顺带滤除掉电源线上的一部分差模纹波噪声。这就是为什么在 LTspice 仿真中，我们要将耦合系数（K 值）设定为 0.99 而不是绝对的 1，那剩下的 0.01 就是用来模拟漏感的作用。
2.2 共模仿真结果分析
共模输入、输出分别定义为：
$$V_{CM,in}=\frac{V(INP)+V(INN)}{2}$$$$V_{CM,out}=\frac{V(OUTP)+V(OUTN)}{2}$$可以得到共模的传递函数为
$$H_{CM}(j\omega)= \frac{V_{CM,out}}{V_{CM,in}} = \frac{(V(OUTP)+V(OUTN))/2} {(V(INP)+V(INN))/2}$$2.2.1 共模仿真：能否抑制两根输入线同时出现的干扰？
仿真输出结果
cm_100k:mag((V(OUTP)+V(OUTN))/2)=(-21.4770791968dB,0°) at100000cm_500k:mag((V(OUTP)+V(OUTN))/2)=(-35.426349075dB,0°) at500000cm_1m:mag((V(OUTP)+V(OUTN))/2)=(-41.4461987665dB,0°) at1000000| 频率 | 共模增益 | 电压比例 | 等效衰减倍数 |
|---|---|---|---|
| 100kHz | −21.48dB | 0.0844 | 约11.8倍 |
| 500kHz | −35.43dB | 0.0169 | 约59倍 |
| 1MHz | −41.45dB | 0.00847 | 约118倍 |
计算方法为：
$$20log{\dfrac{V_{out}}{V_{in}}}=\text{dB}$$例如500kHz：
$$\dfrac{V_{out}}{V_{in}}=10^{\dfrac{-35.43}{20}}=0.0169$$这个模型表明，共模电感对500kHz及其更高次谐波具有明显的共模阻抗：
- 100kHz已经有一定抑制。
- 500kHz衰减明显。
- 频率继续升高，理想模型中的抑制继续增强。
2.2.2 电路的近似解析传递函数
共模情况下，两个绕组磁通相加，有效共模电感近似为：
$$L_{CM}=L+M=L(1+K)$$当前参数为：
$$L=470\mu H \\ K=0.9998$$因此：
$$L_{CM}=470\mu H\times(1+0.9998) \approx939.906\mu H$$每个绕组串联电阻：
$$R_s=0.14\Omega$$负载：
$$R_L=50\Omega$$因此共模单侧可以等效为一个RL低通网络
因此传递函数如下，可以看出传递函数与输出负载大小有关系
$$H_{CM}(s)= \frac{R_L} {R_L+R_s+sL_{CM}}$$令：
$$s=j\omega=j2\pi f$$得到：
$$H_{CM}(j\omega)= \frac{50} {50.14+j\omega\times939.906\mu H}$$2.3 差模输入仿真结果分析
共模输入、输出分别定义为：
$$V_{DM,in}=V(INP)-V(INN)$$$$V_{DM,out}=V(OUTP)-V(OUTN)$$差模传递函数分别定义为
$$H_{DM}(j\omega)= \frac{V_{DM,out}}{V_{DM,in}} = \frac{V(OUTP)-V(OUTN)} {V(INP)-V(INN)}$$2.3.1 差模仿真结果：共模电感对差模的抑制效果
注意：差模的激励与共模的电源激励有所不同
所以输入差模电压为：
[ V_{DM,in}=0.5-(-0.5)=1V ]
VP INP0AC0.5VN INN0AC0.5180
| 频率 | 差模增益 | 输出/输入 |
|---|---|---|
| 100kHz | −0.0485dB | 约99.44% |
| 500kHz | −0.0491dB | 约99.44% |
| 1MHz | −0.0509dB | 约99.42% |
dm_100k:mag(V(OUTP,OUTN))=(-0.0485292635567dB,0°) at100000dm_500k:mag(V(OUTP,OUTN))=(-0.0491045297243dB,0°) at500000dm_1m:mag(V(OUTP,OUTN))=(-0.0509016387924dB,0°) at1000000共模电感基本没有阻碍差模信号，因为正常供电电流在两个绕组中方向相反，磁通互相抵消。
2.3.2 电路的近似解析传递函数
共模情况下，两个绕组磁通相加，有效共模电感近似为：
$$L_{CM}=L+M=L(1+K)$$差模情况下，磁通抵消：
$$L_{DM,winding}=L-M=L(1-K)$$当前参数为：
$$L=470\mu H \\ K=0.9998$$因此：
$$L_{CM}=470\mu H\times(1-0.9998) \approx94nH$$差模电流需要流过两个绕组，所以整个差模回路的总等效电感约为：
$$L_{DM,total}=2L(1-K)=188nH$$两个绕组的总直流电阻为：
$$R_{s,total}=2\times0.14=0.28\Omega$$因此传递函数近似为：
$$H_{DM}(s)= \frac{R_L} {R_L+2R_s+s\cdot2L(1-K)}$$代入当前参数：
$$H_{DM}(j\omega)= \frac{50} {50+0.28+j\omega\cdot188nH}$$2.4 电流源模拟实际IC验证共模电感作用
特殊仿真命令增线两组波形
.step param USECMC list 0 1LTspice自动把同一个电路运行两次：
USECMC=0：不使用共模电感。USECMC=1：使用共模电感。.param USECMC=1.param Lcm=if(USECMC,470u,1n) .param Rcm=if(USECMC,0.14,1m)因此绘制一次
I(VBUS)，波形窗口里会同时显示两个仿真步骤的结果。
| 条件 | URB输入端纹波 | 平均输入电流 | 平均压降 |
|---|---|---|---|
| 不使用共模电感 | 1.54mV | 320.29mA | 0.64mV |
| 使用共模电感 | 76.40mV | 320.30mA | 89.68mV |
Measurement:vin_ripple step PP(V(FP,FN)) FROM TO10.001541687850480.00150.0019920.07640049606560.00150.00199Measurement:iin_avg step AVG(-I(VBUS)) FROM TO10.3202943818740.00150.0019920.3202999846640.00150.00199Measurement:cmc_drop step AVG(V(VIN)-V(FP,FN)) FROM TO10.0006405704587320.00150.0019920.08968387812370.00150.00199结论：加入共模电感后差模纹波反而增加
这不代表共模电感选错了，而是说明：
共模电感不是用来直接消除URB输入差模脉冲电流的。
不加共模电感时，理想24V电源直接钳住URB输入，所以模型只显示约1.54mV纹波。
加入共模电感后，脉冲电流主要由共模电感后面的输入电容供应。电感漏感、DCR和输入电容共同形成阻抗，因而URB输入引脚处产生约76mV差模纹波。
粗略估算电容放电纹波：
$$\Delta V\approx\frac{\Delta I\cdot\Delta t}{C}$$代入：
得到：
$$\Delta I\approx800-20=780mA ][ \Delta t\approx770ns ][ C=12.2\mu F$$再叠加：
$$\Delta V\approx \frac{0.78\times770ns}{12.2\mu F} \approx49mV$$- 电容ESR；
- 共模电感漏感；
- 绕组DCR；
- 边沿引起的振铃；
出现约76mV峰峰值是可以理解的。
它能阻止共模噪声沿输入线传播，同时基本不影响正常供电；但差模开关电流仍需要由输入电容和差模滤波网络处理。
